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Sep 02, 2023

golpeado

Informes científicos volumen 12,

Scientific Reports volumen 12, Número de artículo: 13745 (2022) Citar este artículo

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Se requiere un convertidor CC-CC bidireccional para un sistema de almacenamiento de energía. Las tendencias de desarrollo son una alta eficiencia y un alto índice de conversión ascendente y descendente. En esta investigación, se derivó una serie de circuitos Cuk bidireccionales de alta ganancia mediante la combinación de inductores con derivación y Cuk bidireccional. Después de analizar y comparar las características de cada circuito, se propuso un circuito Cuk bidireccional de alta ganancia con un inductor con derivación (acoplamiento inverso). El convertidor propuesto tiene una estructura simple y una alta ganancia de voltaje tanto en el modo de operación reductor (Buck) como en el elevador (Boost). La tensión de tensión de S2 era baja. Sin embargo, la tensión de tensión de S1 era alta y esto es una desventaja del convertidor propuesto. Se examinaron minuciosamente las características del circuito propuesto, incluidas las características de ganancia de tensión y el diseño de los principales parámetros. Establecimos un modelo de pérdida de potencia de la nueva topología, y la relación de espiras del inductor derivado se optimizó para una alta eficiencia. Finalmente, se demostró que una implementación experimental del convertidor de 400 W lograba eficiencias del 93,5 % y 92,4 % en los modos elevador y reductor, respectivamente. Estos hallazgos verificaron la validez del análisis teórico del circuito propuesto.

Debido a la escasez de combustibles fósiles y los graves problemas medioambientales de los últimos años, se ha centrado un esfuerzo significativo en el desarrollo de tecnologías de generación distribuida (GD) respetuosas con el medio ambiente1. Sin embargo, la energía renovable no produce energía constante debido a las condiciones climáticas. El almacenamiento de energía es necesario para proporcionar energía estable2. Además, el voltaje de una batería de almacenamiento suele ser bajo, en el rango de 12 a 48 V, mientras que el voltaje de un bus de CC es de 400 V o más para cumplir con los requisitos de un inversor o una red de CA3. Como resultado, para que los sistemas de almacenamiento de energía conecten una batería de bajo voltaje a un bus de CC de alto voltaje, se requiere un convertidor CC-CC bidireccional con una alta relación de conversión de voltaje ascendente/descendente4. Además, estos convertidores se han investigado ampliamente para una amplia gama de aplicaciones industriales, incluidos los sistemas de suministro de energía ininterrumpida, los vehículos eléctricos y los suministros de energía para la aviación5. El convertidor reductor-elevador tradicional puede proporcionar una ganancia de alto voltaje con una gran relación de trabajo, lo que causará pérdidas de conducción considerables debido a las grandes ondas de corriente. Además, en la literatura se han presentado varios convertidores CC-CC bidireccionales basados ​​en topologías aisladas. Estas topologías requieren un transformador y una gran cantidad de dispositivos de conmutación, lo que aumenta el costo y las pérdidas de conmutación, además de requerir esquemas de control más complicados.

Se han propuesto muchos convertidores CC-CC bidireccionales con una alta relación de conversión elevadora/reductora para mejorar la ganancia de voltaje y la eficiencia de un convertidor. El método de cascada se utilizó en la referencia 6 para ampliar el rango de relación de un convertidor bidireccional cuya ganancia se calculó multiplicando las ganancias de cada convertidor de nivel. Sin embargo, la eficiencia era baja debido a la cascada y había un problema de inestabilidad. El convertidor propuesto en la referencia 7 mejoró la relación de conversión de un convertidor CC-CC bidireccional al conectar el lado de bajo voltaje en paralelo y el lado de alto voltaje en serie, pero la estructura del convertidor era compleja. Se han introducido algunas soluciones atractivas, como condensadores conmutados8,9, inductores conmutados10 e inductores acoplados11, para un convertidor CC/CC bidireccional básico para aumentar la relación de conversión de voltaje. El convertidor de CC-CC resonante basado en condensador conmutado modular de puente bidireccional logró una alta relación de conversión de aumento/reducción a través de una unidad de condensador conmutado8. Sin embargo, empleó una gran cantidad de interruptores, y las tensiones de voltaje y corriente en los interruptores eran altas debido a la resonancia. Como resultado, aunque el circuito propuesto en 9 redujo el número de interruptores, su rango de relación de conversión fue limitado. La referencia 10 empleó la técnica de inductor acoplado para construir un convertidor CC-CC bidireccional con una alta ganancia de voltaje de aumento/reducción. La ondulación actual era grande porque la forma de onda actual en el lado de bajo voltaje de la topología era una onda cuadrada. Además, la referencia 11 analizó los convertidores CC-CC bidireccionales no aislados basados ​​en inductores de acoplamiento doble, que podrían lograr una ganancia de alto voltaje y tensiones de voltaje de conmutación reducidas al conectar los devanados secundarios de dos inductores acoplados en serie. Sin embargo, requería un control complejo.

En resumen, estas estructuras de convertidores aislados suelen tener demasiados interruptores, por lo que las pérdidas por conducción de los interruptores eran muy altas. Además, la implementación práctica es complicada y costosa. Los circuitos de alta ganancia no aislados existentes son principalmente convertidores de capacitores interruptores y convertidores de inductores acoplados. Los inconvenientes de un convertidor de condensador de interruptor incluyen la pérdida de conmutación y el estrés actual. Los inconvenientes de un convertidor de inductor acoplado incluyen la estructura compleja del circuito y la inductancia de fuga que da como resultado picos que deben suprimirse mediante circuitos amortiguadores.

Los convertidores Cuk están ganando popularidad porque los inductores de entrada y salida reducen los problemas de interferencia electromagnética y la ondulación de salida es pequeña12. En esta investigación, la inductancia derivada y el Cuk bidireccional se combinan para crear una serie de circuitos Cuk bidireccionales de alta ganancia. Después de analizar y comparar las características de cada circuito, se propone un circuito Cuk bidireccional de alta ganancia con un inductor con derivación (acoplamiento inverso). El convertidor propuesto tiene una estructura simple y alta ganancia de voltaje tanto en el modo de operación reductor (Buck) como en el elevador (Boost). Las características del circuito propuesto, incluidas las características de ganancia de voltaje y el diseño de los parámetros principales, se examinan minuciosamente. Con base en este examen, establecimos un modelo de pérdida de potencia de la nueva topología, y la relación de giro del inductor con derivación se optimizó para lograr una alta eficiencia. Finalmente, se creó un prototipo de 400 W 48 V/400 V para verificar la validez del análisis teórico del circuito propuesto.

El circuito Cuk bidireccional presenta una ondulación de entrada y salida baja y una interferencia EMI baja, y el diagrama del circuito se muestra en la Fig. 1. Debido a la influencia de los parámetros parásitos, la ganancia de voltaje de este circuito es limitada y no es adecuado para ocasiones con una gran relación de transformación de voltaje. Por lo tanto, se crea una serie de circuitos Cuk bidireccionales de alta ganancia mediante la combinación de inductancia derivada y Cuk bidireccional para aumentar la ganancia de voltaje de Cuk bidireccional.

Circuito Cuk bidireccional.

La serie de circuitos propuesta utiliza inductores acoplados para reemplazar los inductores L1 o L2 en la Fig. 1. Debido a los diferentes métodos de conexión del inductor acoplado, se pueden derivar cuatro circuitos diferentes. Además, debido a que el inductor acoplado tiene dos modos de acoplamiento (es decir, acoplamiento en la misma dirección y acoplamiento en dirección inversa), se pueden derivar un total de ocho circuitos, como se muestra en las Figs. 2 y 3. Estos convertidores con inductores con derivaciones están formados por el acoplamiento de la misma dirección que se muestra en la Fig. 2. El acoplamiento de dirección inversa se muestra en la Fig. 3. El inductor con derivaciones está compuesto por L1 con el número de vueltas N1 y L2 con el número de vueltas N2, donde la relación de derivación es n = N2: N1. Además, D1 es el diodo de cuerpo parásito de S1 y D2 es el diodo de cuerpo parásito de S2. El acoplamiento en la misma dirección significa que todas las corrientes fluyen desde el extremo del mismo nombre del inductor y viceversa.

Los circuitos Cuk bidireccionales de alta ganancia están formados por el acoplamiento en la misma dirección, (a) S1-tap, (b) S2-tap, (c) CB-tap 1, (d) CB-tap 2.

Los circuitos Cuk bidireccionales de alta ganancia están formados por el acoplamiento de dirección inversa, (a) S1-tap, (b) S2-tap, (c) CB-tap 1, (d) CB-tap 2.

La ganancia de voltaje M de estos convertidores frente a la relación de trabajo D y la relación de giro n se obtiene para el modo de corriente continua (CCM) analizando los principios de funcionamiento de los circuitos mencionados anteriormente, como se muestra en la Tabla 1. S1-tap significa que el inductor L1 del circuito Cuk bidireccional se reemplaza por el inductor de derivación Lt, y el terminal común del inductor con derivación se conecta a S1, como se muestra en la Fig. 2a y la Fig. 3a. S2-tap significa que el inductor L2 del circuito bidireccional Cuk se reemplaza por el inductor de derivación Lt, y el terminal común del inductor con derivación se conecta a S2, como se muestra en las Figs. 2b y 3b. CB-tap 1 significa que el inductor L1 del circuito bidireccional Cuk se reemplaza por el inductor de derivación Lt, y el terminal común del inductor con derivación se conecta a CB, como se muestra en las Figs. 2c y 3c. CB-tap 2 significa que el inductor L2 del circuito bidireccional Cuk se reemplaza por el inductor de derivación Lt, y el terminal común del inductor con derivación se conecta a CB, como se muestra en las Figs. 2d y 3d.

La curva correspondiente se puede dibujar usando los datos de la Tabla 1, como se muestra en la Fig. 4. La curva característica de ganancia de voltaje de los circuitos formados por acoplamiento en la misma dirección se muestra en la Fig. 4a. Las curvas del circuito de derivación S1 y el circuito de derivación de condensador 2 se superponen, y las curvas del circuito de derivación S2 y el circuito de derivación de condensador 1 se superponen. Como se muestra en la Fig. 4a, el circuito Cuk bidireccional con el inductor derivado del circuito 1 de derivación S2 y derivación de capacitor puede lograr una ganancia de alto voltaje. La curva característica de la relación de conversión de voltaje de los circuitos formados por el acoplamiento de dirección inversa se muestra en la Fig. 4b. Las curvas del circuito de derivación S1 y el circuito de derivación de condensador 2 se superponen, y las curvas del circuito de derivación S2 y el circuito de derivación de condensador 1 se superponen. Como se muestra en la Fig. 4b, el circuito Cuk bidireccional con el inductor derivado del circuito 2 de derivación S1 y derivación de capacitor puede lograr una ganancia de alto voltaje.

Las curvas características de ganancia de voltaje de los ocho circuitos en el modo elevador, (a) el acoplamiento en la misma dirección, (b) el acoplamiento en dirección inversa.

Las curvas características de la relación de conversión de tensión de los circuitos de las Figs. 3d y 2b se trazan, como se muestra en la Fig. 5, para obtener el circuito con una mayor relación de incremento de los circuitos señalados anteriormente. Como resultado, se determina que el circuito de la Fig. 3d es el mejor de los circuitos señalados anteriormente.

Las curvas características de ganancia de voltaje de los 4 circuitos en modo elevador.

Debido a que el análisis de estos convertidores en el modo reductor es similar al análisis en el modo elevador, no se repite aquí.

El análisis de factibilidad de la relación grande de las topologías se muestra en la Tabla 2 con base en el análisis anterior. En la tabla, el término "no aplicable" significa que la relación de conversión de este circuito es menor que la del circuito Cuk bidireccional, y el término "disponible" significa que la relación de conversión de este circuito es mayor que la del circuito Cuk bidireccional .

De acuerdo con este análisis, propusimos un convertidor Cuk bidireccional de inductor derivado con una alta relación de conversión de incremento/reducción, como se muestra en la Fig. 6. El convertidor propuesto se compone de los siguientes componentes: el voltaje del lado bajo V2, el voltaje del lado alto V1, el inductor L3, el inductor con derivación Lt, el capacitor CB y los dos interruptores S1–S2. El inductor con derivación Lt está compuesto por L1 y L2 acoplados en dirección opuesta, y las vueltas del inductor son N1 y N2 (N1 > N2). Los circuitos equivalentes de estas etapas se muestran en la Fig. 7.

Un convertidor Cuk bidireccional de alta ganancia con inductor con toma de acoplamiento inverso.

Un circuito equivalente de Cuk bidireccional de alta ganancia con inductor con derivación de acoplamiento inverso, (a) modo de aumento, (b) modo de reducción.

La relación de giro efectiva del inductor con derivación se expresa de la siguiente manera.

El coeficiente de acoplamiento del inductor derivado es:

donde Lm es la inductancia magnetizante equivalente en el lado N2; y Lk es la inductancia de fuga en el lado N2.

Cuando se usa el circuito propuesto en sistemas de almacenamiento de energía, el voltaje de la batería V2 está en el lado de bajo voltaje y el voltaje del bus de CC V1 está en el lado de alto voltaje. El convertidor propuesto puede operar tanto en modo elevador como en modo reductor con flujo de potencia bidireccional. La referencia 13 contiene los principios operativos y el análisis de estado estacionario. Por lo tanto, los resultados simples se discuten a continuación, pero el análisis detallado no se repite.

Como se muestra en la Fig. 8, un período de conmutación del modo de incremento tiene dos etapas de conmutación. En la figura 8, vgs2 es la señal de activación de S2, las corrientes que fluyen a través de los inductores L1, L2 y L3 son iLs, iLp e iL3, e iD1, iS2 e iCB son las corrientes que fluyen a través de D1, S2 y CB. Los circuitos equivalentes de estas etapas se muestran en la Fig. 9.

Las principales formas de onda de operación de los componentes clave en el modo de aumento.

El circuito equivalente de los modos de operación en el modo de incremento, (a) S2 encendido, (b) S2 apagado.

La ganancia del circuito propuesto en el modo elevador se puede derivar de la siguiente manera.

Idealmente, el inductor de fuga se puede ignorar y el Mup se puede derivar de la siguiente manera.

donde Mup es la relación de conversión ascendente del convertidor propuesto y D es el ciclo de trabajo de S2.

Como se muestra en la Fig. 10, un período de conmutación del modo de reducción tiene dos etapas de conmutación. En la figura 10, vgs1 es la señal de activación de S1, las corrientes que fluyen a través de los inductores L1, L2 y L3 son iL1, iL2 e iL3, e iD2, iS1 e iCB son las corrientes que fluyen a través de D2, S1 y CB. Los circuitos equivalentes de estas etapas se muestran en la Fig. 11.

Las principales formas de onda de operación de los componentes clave en el modo reductor.

El circuito equivalente de los modos de operación en el modo reductor, (a) S1 encendido, (b) S1 apagado.

La ganancia del circuito propuesto en el modo reductor se puede derivar de la siguiente manera.

Idealmente, el inductor de fuga se puede ignorar y Mdown se puede derivar de la siguiente manera.

donde Mdown es la relación de conversión reductora del convertidor propuesto y D es el ciclo de trabajo de S1.

La comparación de características del convertidor propuesto con las contrapartes se muestra en la Tabla 3 (NS es el número de interruptores de potencia, NCI es el número de inductores acoplados, NI es el número de inductores y NC es el número de condensadores). El convertidor reductor/elevador convencional puede lograr flujos de potencia bidireccionales empleando la menor cantidad de interruptores de potencia, pero el rango de relación de conversión del convertidor es limitado. El convertidor de la referencia 14 tiene una alta relación de conversión ascendente/descendente, pero es complejo e ineficiente. En comparación con los convertidores de la referencia 14, la eficiencia del convertidor de la referencia 15 se ha mejorado mediante el uso de tecnología de conmutación suave, pero la estructura del circuito sigue siendo compleja. Se puede ver que el convertidor propuesto logra un alto y amplio rango de ganancia de voltaje empleando dos interruptores de potencia. Además, tiene una estructura simple.

Para mejorar el rendimiento dinámico y la capacidad antiperturbaciones del convertidor propuesto, propusimos una estrategia de control difuso mejorada basada en la técnica de control difuso Takagi-Sugeno-Kang, como se muestra en la Fig. 12. El principio operativo y un análisis detallado de la estrategia de control se puede obtener de la referencia 13. Por lo tanto, el análisis detallado no se repite en este documento.

El esquema de control difuso mejorado.

Se establece un modelo de pérdida de potencia de la nueva topología en el modo de incremento. La pérdida del convertidor propuesto está compuesta por las pérdidas de S2, Lt, L3 y D1. El análisis específico se da a continuación.

La pérdida de S2.

La pérdida de conducción se expresa de la siguiente manera

donde Irms_S2 es el valor efectivo de la corriente a través de S2, y Rds(on) es la resistencia de conducción directa de S2 a una temperatura determinada, que se puede estimar a partir de la hoja de datos y la temperatura ambiente.

La pérdida de conmutación se encuentra de la siguiente manera

donde tri, tfv, tr y tfi son los tiempos equivalentes de las cuatro fases con la pérdida durante el proceso de conmutación, que se puede calcular a partir de la hoja de datos.

La pérdida de la capacitancia de salida equivalente de S2 se encuentra de la siguiente manera:

Por lo tanto, la pérdida total de S2 viene dada por lo siguiente:

La pérdida de D1

donde VF es la caída de tensión directa de D1, ID es el valor medio de la corriente en D1, Voff_D es la tensión inversa de D1 y Qrr es la carga de recuperación inversa de D1.

La pérdida del inductor.

La pérdida de núcleo se encuentra de la siguiente manera:

La pérdida de bobinado se encuentra de la siguiente manera

Por lo tanto, la pérdida total del inductor viene dada por lo siguiente:

donde los parámetros K, α, β, C0, C1 y C2 se pueden obtener de la hoja de datos proporcionada por el fabricante del núcleo; T es la temperatura de funcionamiento del núcleo magnético; Vcore es el volumen del núcleo magnético; IL_rms es el valor efectivo de la corriente a través del inductor; y Rdc es la resistencia equivalente del inductor.

Los modelos de pérdida de potencia de Lt y L3 son similares entre sí. Por lo tanto, la descripción del modelo de pérdida de potencia de Lt no se repite aquí.

En resumen, la pérdida total del convertidor propuesto en el modo elevador viene dada por lo siguiente:

Por lo tanto, la eficiencia del convertidor propuesto en el modo elevador se da de la siguiente manera

De manera similar, la pérdida total del convertidor propuesto en el modo reductor está dada por lo siguiente:

Por lo tanto, la eficiencia del convertidor propuesto en el modo reductor se da de la siguiente manera

Las características de pérdida del circuito propuesto se analizan utilizando Mathcad y el modelo de pérdida de potencia de la sección anterior. Los siguientes son los principales parámetros de simulación del convertidor: V2 = 48 V, V1 = 400 V, Po = 400 W, L3 = 1,5 mH, L1 = 0,9 mH, frecuencia de conmutación: fs = 50 kHz.

De acuerdo con la Fórmula (16), las curvas de pérdida del circuito propuesto y la relación de giro bajo diferentes cargas se pueden dibujar usando Mathcad, como se muestra en la Fig. 13.

Las curvas entre la pérdida del circuito propuesto y la relación de giro bajo diferentes cargas.

De la Fig. 13, cuando la potencia de salida es constante, la pérdida total del circuito disminuye al principio y luego aumenta a medida que aumenta la relación de transformación. Como resultado, un punto de pérdida mínima sirve como base para seleccionar la relación de giro adecuada en esta investigación.

La curva de cálculo de la eficiencia del circuito propuesto en el modo elevador se puede dibujar utilizando la fórmula (17), como se muestra en la Fig. 14a. La Figura 14b muestra la curva de cálculo de la eficiencia del circuito propuesto en el modo reductor, según la Fórmula (19).

La curva de cálculo para λ, D y la eficiencia: (a) modo de incremento, (b) modo de reducción.

Como se muestra en la Fig. 14, la eficiencia del circuito aumenta al principio y luego disminuye a medida que aumenta la relación de giro. Hay un nivel máximo de eficiencia. Como resultado, para lograr el rendimiento esperado y la alta eficiencia, se debe elegir una relación de giro y una relación de trabajo de estado estable adecuadas. La relación de giro debe ser de alrededor de 0,4 y el ciclo de trabajo debe ser de alrededor de 0,75, según la Fig. 14.

Dada la posibilidad de errores durante los procesos de diseño y bobinado, la mejor relación de giro es \({\lambda }_{opt}\) = 0,375–0,412. Las curvas de cálculo de eficiencia se muestran en la Fig. 15. Cuando el convertidor propuesto opera bajo condiciones nominales, la mejor relación de giro es \({\lambda }_{opt}\) = 0.394. La figura 15a muestra la curva de eficiencia en el modo de aumento y la figura 15b muestra la curva de eficiencia en el modo de reducción.

La curva de cálculo de la eficiencia, (a) modo de incremento, (b) modo de reducción.

Para garantizar que el circuito funcione en modo CCM, los valores de L1, L2 y L3 deben ser mayores que el valor de la inductancia con continuidad crítica. Estos valores se dan de la siguiente manera:

La selección del condensador incluye principalmente la consideración de la tensión de tensión y la ondulación de tensión dentro de un cierto rango. El valor de CB se encuentra de la siguiente manera:

Realizamos simulaciones detalladas en Matlab/Simulink para verificar la corrección del análisis teórico antes mencionado. El funcionamiento del convertidor propuesto se verifica en V2 = 48 V, V1 = 400 V, Po = 400 W, L3 = 1,5 mH, L1 = 0,9 mH, L2 = 0,33 mH, Lk = 0,92 uH, CB = 2,2 uF, Co1 = 47 uF, Co2 = 47 uF, y la frecuencia de conmutación fs = 50 kHz.

Los resultados de la simulación en el modo de aumento a plena carga se muestran en la Fig. 16. En la Fig. 16, vgs2 es la señal de activación para S2, las corrientes que fluyen a través de los inductores L1, L2 y L3 son iLs, iLp y iL3 e iD1, iS2 e iCB son las corrientes que fluyen a través de D1, S2 y CB, respectivamente.

Las formas de onda estables de los componentes clave en el modo de aumento.

Los resultados de la simulación en el modo reductor a plena carga se muestran en la Fig. 17. vgs1 es la señal de activación para S1, las corrientes que fluyen a través de los inductores L1, L2 y L3 son iLs, iLp e iL3 e iD2, iS1 e iCB son las corrientes que fluyen a través de D2, S1 y CB por separado.

Las formas de onda estables de los componentes clave en el modo reductor.

En el modo de incremento, el voltaje de salida es estable a 400 V, como se muestra en la Fig. 16. El ciclo de trabajo de S2 es 0,74. Los esfuerzos de voltaje de S2 y D1 son 457 V y 472 V. De manera similar, la figura 17 muestra que el voltaje de salida es estable a 48 V en el modo reductor. El ciclo de trabajo de S1 es 0,26. Las tensiones de voltaje de S1 y D2 son 987 V y 180 V. Los picos de voltaje y corriente de S1, S2 y el inductor son causados ​​por la inductancia de fuga del inductor acoplado. Así, los resultados en las Figs. 16 y 17 muestran que los resultados de la simulación coinciden estrechamente con el análisis teórico.

Para validar el análisis teórico, construimos un prototipo de laboratorio del convertidor propuesto. Primero, según las aplicaciones típicas, seleccionamos las condiciones de funcionamiento del convertidor propuesto como V2 = 48 V, V1 = 400 V y Po = 400 W. Segundo, según las fórmulas (20)–(23), L3 = 1,5 mH , L1 = 0,9 mH, L2 = 0,33 mH, CB = 2,2 uF, Co1 = 100 uF y Co2 = 100 uF. Luego, la tensión de tensión-corriente del dispositivo semiconductor se puede obtener analizando el principio de funcionamiento específico del convertidor. El esfuerzo de tensión-corriente de S1 es el siguiente:

El esfuerzo tensión-corriente de S2 es el siguiente:

donde I1 es el valor medio de la corriente del lado de alta tensión e I2 es el valor medio de la corriente del lado de baja tensión.

Los valores de tensión máxima y tensión de corriente de S1 y S2 se obtienen incorporando los parámetros correspondientes. Luego, en función de un cierto margen, se puede seleccionar el tipo específico de tubo de conmutación que se requiere. Los parámetros específicos del convertidor propuesto se enumeran en la Tabla 4, y el prototipo se muestra en la Fig. 18.

Prototipo de los convertidores.

Cuando v2 = 48 V, obtenemos los resultados experimentales en el modo de incremento a plena carga como se muestra en la figura 19. La figura 19a muestra las formas de onda de vgs2, vds2 e ids2, y el ciclo de trabajo de S2 es 0,75. La tensión de tensión de S2 es de 325 V. La figura 19b muestra las formas de onda de vgs2, vD1 e iD1, y la tensión de tensión de D1 es de 675 V. La figura 19c muestra las formas de onda de vgs2, v1, iL1 e iL3, y la salida El voltaje del convertidor propuesto en modo elevador es de 400.8 V.

Los resultados del experimento del convertidor propuesto en el modo elevador cuando v2 = 48 V: (a) vgs2, vds2, ids2, (b) vgs2, vD1, iD1, (c) vgs2, v1, iL1, iL3.

Cuando v2 = 36 V, obtenemos los resultados experimentales en el modo de incremento a plena carga como se muestra en la Fig. 20. Como se ilustra en la Fig. 20, el ciclo de trabajo de S2 es 0.81, y el voltaje de salida del convertidor propuesto en el modo de incremento es de 400,4 V. Las tensiones de tensión de S2 y D1 son de 362 V y 669 V.

Los resultados del experimento del convertidor propuesto en el modo elevador cuando v2 = 36 V: (a) vgs2, vds2, ids2, (b) vgs2, vD1, iD1, (c) vgs2, v1, iL1, iL3.

Cuando v2 = 60 V, obtenemos los resultados experimentales en el modo de incremento a plena carga como se muestra en la Fig. 21. Como se ilustra en la Fig. 21, el ciclo de trabajo de S2 es 0.69, y el voltaje de salida del convertidor propuesto en el modo de incremento es de 400,1 V. Las tensiones de tensión de S2 y D1 son de 315 V y 725 V.

Los resultados del experimento del convertidor propuesto en el modo elevador cuando v2 = 60 V: (a) vgs2, vds2, ids2, (b) vgs2, vD1, iD1, (c) vgs2, v1, iL1, iL3.

Compare con los resultados de la simulación en la Fig. 16, los resultados experimentales en el modo de aumento son consistentes con él. Ambos son entonces consistentes con el análisis teórico. Los picos de voltaje y corriente son causados ​​por la inductancia de fuga.

Cuando v1 = 400 V, obtenemos los resultados experimentales en el modo de incremento a plena carga como se muestra en la figura 22. La figura 22a muestra las formas de onda de vgs1, vds1 e ids1, y la tensión de tensión de S1 es 731 V. La Figura 22b muestra las formas de onda de vgs1, vD2 e iD2, y la tensión de tensión de D2 es de 225 V. La Figura 22c muestra las formas de onda de vgs2, vo, iL1 e iL3, y la tensión de salida del convertidor propuesto es de 47,9 V.

Los resultados del experimento del convertidor propuesto en el modo reductor cuando v1 = 400 V: (a) vgs1, vds1, ids1, (b) vgs1, vD2, iD2, (c) vgs, v2, iL1, iL3.

Cuando v1 = 250 V, obtenemos los resultados experimentales en el modo reductor a plena carga como se muestra en la Fig. 23. Como se ilustra en la Fig. 23, el ciclo de trabajo de S1 es 0,4 y el voltaje de salida del convertidor propuesto en el modo de incremento es de 47,9 V. Las tensiones de tensión de S1 y D2 son de 640 V y 173 V.

Los resultados del experimento del convertidor propuesto en el modo reductor cuando v1 = 250 V: (a) vgs1, vds1, ids1, (b) vgs1, vD2, iD2, (c) vgs, v2, iL1, iL3.

Cuando v1 = 250 V, obtenemos los resultados experimentales en el modo reductor a plena carga como se muestra en la Fig. 24. Como se ilustra en la Fig. 24, el ciclo de trabajo de S1 es 0.253 y el voltaje de salida del convertidor propuesto en el modo de incremento es de 47,9 V. Las tensiones de tensión de S1 y D2 son de 785,5 V y 245 V.

Los resultados del experimento del convertidor propuesto en el modo reductor cuando v1 = 430 V: (a) vgs1, vds1, ids1, (b) vgs1, vD2, iD2, (c) vgs, v2, iL1, iL3.

De manera similar, compare con los resultados de la simulación en la Fig. 17, los resultados experimentales en el modo de reducción son consistentes con él. Ambos son entonces consistentes con el análisis teórico.

Obtenemos las formas de onda de corriente de entrada y salida en el modo de aumento/reducción a plena carga como se muestra en la Fig. 25. La Figura 25a muestra las formas de onda de corriente en el modo de aumento, y la Fig. 25b muestra las formas de onda de corriente en el modo reductor. Como se ilustra en la Fig. 25, la fluctuación de corriente de entrada y salida del convertidor propuesto es baja.

Las formas de onda de corriente de entrada y salida del convertidor propuesto, (a) modo de incremento, (b) modo de reducción.

La curva de eficiencia medida del circuito experimental en el modo de incremento se muestra en la Fig. 26a. La Figura 26b muestra la curva de eficiencia medida del circuito experimental en el modo reductor. Compare con la Fig. 14, se puede ver que la curva de eficiencia medida del circuito propuesto concuerda con la curva de cálculo. Las tendencias de las curvas son primero crecientes y luego decrecientes. Además, debido a que la pérdida total real no se tiene en cuenta en el cálculo, la eficiencia máxima medida es menor que el valor de cálculo teórico.

Las curvas de eficiencia de \(\lambda \), (a) modo de incremento, (b) modo de reducción.

Cuando el convertidor propuesto opera bajo condiciones nominales y la mejor relación de espiras es \({\lambda }_{opt}\) = 0.394, obtenemos la pérdida experimental del convertidor propuesto como se muestra en la Fig. 27. Como se ilustra en la Fig. 27, la pérdida se concentra principalmente en la conmutación y el inductor acoplado en el modo elevador/reductor.

La pérdida experimental del convertidor propuesto, (a) modo elevador, (b) modo reductor.

La eficiencia de conversión frente a la potencia de salida en el modo de aumento y el modo de reducción se representa en la Fig. 28. En el modo de aumento, la eficiencia máxima del convertidor propuesto es del 93,5 %. En el modo reductor, el convertidor propuesto tiene una eficiencia máxima del 92,2%.

Las curvas de eficiencia con la carga, (a) modo de incremento, (b) modo de reducción.

Comparando Figs. 28 y 15, encontramos que las tendencias de la curva de eficiencia medida y la curva de cálculo eran consistentes en el modo de incremento/reducción. Las tendencias aumentaron al principio y luego disminuyeron a medida que aumentaba la potencia de salida. De manera similar, debido a que no se tuvo en cuenta la pérdida total real, la eficiencia máxima medida fue menor que el valor de cálculo teórico.

El uso de un inductor con derivación en esta investigación mejoró la relación de conversión del convertidor CC-CC bidireccional y superó las deficiencias de la baja relación de conversión del convertidor CC-CC bidireccional no aislado. Además, se derivó una serie de circuitos Cuk bidireccionales de alta ganancia al resumir y analizar las diversas formas del inductor acoplado propuesto. El mejor circuito se obtuvo analizando y comparando las características de cada circuito, y propusimos un circuito Cuk bidireccional de alta ganancia con un inductor con derivación de condensador (acoplamiento inverso). Tanto en el modo de operación reductor como en el elevador, este convertidor tenía una estructura simple y una alta ganancia de voltaje. A continuación, se examinaron exhaustivamente los principios de funcionamiento y las características del circuito propuesto. Además, la eficiencia del convertidor propuesto se mejoró aún más después de la selección óptima de la relación de giro del inductor acoplado. Finalmente, creamos un prototipo de 400 W 48 V/400 V para verificar la validez del análisis teórico del circuito propuesto.

Los conjuntos de datos de este estudio están disponibles del autor correspondiente a pedido razonable.

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Este trabajo fue parcialmente apoyado por la Fundación Nacional de Ciencias Naturales de China (No: 52172327) y la Fundación de Ciencias Naturales de la Provincia de Fujian (Nos.: 2021J011028, 2020J01860) y el Proyecto del Plan de Ciencia y Tecnología de Fuzhou (No. 2021-S-236) . Y agradecemos a LetPub (https://www.letpub.com) por su asistencia lingüística durante la preparación de este manuscrito.

Centro de investigación de ingeniería de Fujian sobre control de seguridad para navegación inteligente de barcos, Facultad de física e ingeniería de información electrónica, Universidad de Minjiang, Fuzhou, Fujian, China

Hongxing Chen y Wei He

Laboratorio clave de Fujian de nueva generación de energía y conversión de energía, Universidad de Fuzhou, Fuzhou, 350108, China

Wei-ming Lin y Wen-ran Liu

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HX contribuyó a los experimentos de prototipos de laboratorio, diseño de estudios, interpretación, análisis y preparación de manuscritos. WM propuso la idea principal y contribuyó al diseño del estudio y la revisión del manuscrito. WR contribuido a los experimentos de prototipos de laboratorio y preparación de manuscritos. WH contribuido a la revisión del manuscrito. Todos los autores contribuyeron y aprobaron el manuscrito final.

Correspondencia con Hongxing Chen, Wei-ming Lin o Wei He.

Los autores declaran no tener conflictos de intereses.

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Reimpresiones y permisos

Chen, H., Lin, Wm., Liu, Wr. et al. Convertidor Cuk bidireccional de inductor derivado con alta relación de conversión de aumento/reducción y su diseño óptimo. Informe científico 12, 13745 (2022). https://doi.org/10.1038/s41598-022-17801-z

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Recibido: 03 Mayo 2022

Aceptado: 31 de julio de 2022

Publicado: 12 agosto 2022

DOI: https://doi.org/10.1038/s41598-022-17801-z

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